Ieee transactions on energy conversion, vol. 22, No. 3, September 2007

partial load, but should also be able to operate at full load condi-
tions. Unlike classical machines (induction, dc, synchronous),
where these requirements are quite difficult to achieve, DESMs,
thanks to their hybrid excitation field topology, are able to sat-
isfy these specifications. Indeed, the PMs are designed in size
to produce the desired electromagnetic torque. Moreover, at full
load or at the flux-weakening operating mode, the excitation
winding is fed either to produce the additional necessary torque
or to decrease the magnetizing field to increase the speed range;
finally, the copper losses are minimized and the global efficiency
of the machine is considerably increased [13].
In Section II, the main double excited topologies of the lit-
erature are summarized, in order to choose the most interesting
(regarding the efficiency and speed range) solution for the ap-
plication under study. The aim of this paper is to present the
design procedure, the prototype, and the tests of a series DESM
and to show the resulting wider speed range as well as its good
performance. The DESM design consists of: 1) an analytical
procedure for estimating the size, purposely developed, based
on usual models and equations [13]–[15]; 2) a 2-D finite element
method (2-D FEM) analysis on no load, load, and transient op-
erating modes; and 3) a thermal computation made on a lumped
parameters model in the steady state.
The prototype, which has been developed, is fully described
in the paper. The last section presents the experimental results,
which show good agreement with the computed values.
This study proves that this series DESM is an interesting
solution for widening the motor speed range with an improved
efficiency: a speed increase of 2.8 has been achieved, while for
the surface PM synchronous motor it is less than two.
II. S
TATE OF THE
A
RT FOR
DESM
S
Several researchers have so far developed novel traction de-
vices to respond to the new challenges of the traction and ener-
getic systems applications, proving that machines with two exci-
tation sources are good competitors of the traditional machines.
0885-8969/$25.00 © 2007 IEEE

---

FODOREAN et al.: DOUBLE EXCITED SYNCHRONOUS MACHINE FOR DIRECT DRIVE APPLICATION
657
Fig. 1.
Several double excited machine topologies found in the literature.
From the excitation circuit point of view, double excited motors
can be classified as series or parallel excited machines.
Fig. 1(A) shows a series DESM variant, [6], with its basic
principle scheme Fig. 1(A-a) and cross section Fig. 1(A-b).
The field decrease (and the corresponding speed increase) is
achieved by the auxiliary rotor winding supply, which creates a
field opposite to the PM flux linkage. The advantage of such a
topology consists of its simplicity, while the sliding contact is
the major drawback.
Parallel DESM topologies are of different types.
Radomski [7] suggested the DESM shown in Fig. 1(B)
[Fig. 1(B-a)—principle scheme and Fig. 1(B-b)—the rotor],
where the PM is short-circuited by the rotor, and its flux passes
toward the stator only due to the rotor field coil, so, this ma-
chine is to be considered rather as a wound synchronous motor
than as a PM one, and it will be called adequately as a wound
synchronous motor with permanent magnets (WSM-PM).
Tapia [8] proposes the consecutive poles machine (CPM),
where the PM poles alternate with the iron ones, while the auxil-
iary winding is placed in the stator Fig. 1(C-a), thus, eliminating
the presence of brushes. The field trajectory is 3-D, and a spe-
cific material is required for good performances (Soft Magnetic
Composites).
Rattei [9] offered a mechanical flux-weakening machine
(MFWM) solution, with two rotor parts that are fixed or mobile
with the shaft and PMs that alternates in polarity (North—N and
South—S); see Fig. 1(C-b) (the mobile part is connected to the
shaft with a spring). The flux weakening consists in rotor parts
displacement with
α. The complexity rotor construction and the
poor efficiency are the disadvantages of this DESM.
Wroblewski [10], Amara [11], and Vido [12] proposed a
topology of the double excited machine with the auxiliary wind-
ing placed on the armature; the principle scheme of their pro-
posals, for one pole pattern, is given in Fig. 1(D) (each author
has introduced some specific aspects, but the basic operating
principle is the same). With a specific stator winding config-
uration and a nonmagnetic material that forces a certain flux
linkage trajectory, a local air gap flux diminution per one pole
can be obtained.
These double excited machines with a homopolar voltage
component (DEM-HVC) are very complex from the construc-
tion point of view, and the risk of losing control is strong. Also,
the iron losses at higher speeds are important.
Details about the operation principles of the previously men-
tioned machines are also given in [13], where the reasons for
using the series DESMs are explained, among which especially
the iron losses decrease and efficiency increase in wide speed-
range operation. The Tapia’s machine with CPM topology has
been tested and since its speed performances have not shown
significant result, the DESM type has been chosen for the work
presented in this paper [13].
III. DESM A
NALYTICAL
D
ESIGN
The proposed DESM has the additional field winding placed
on the rotor armature together with the surface PMs (Fig. 2). The
design specifications for the DESM are: rated power 5.5 kW;
rated speed 1500 rpm; and rated voltage and frequency 380 V
and 50 Hz, respectively. The number of pole pairs
p is two. The
stator sheet belongs to an induction motor, and so does all me-
chanical parts while the rotor has been adequately constructed,
as shown in Fig. 2. The three-phase stator winding is a pole pitch
single-layer one with three slots per pole and per phase. The ro-
tor winding is concentrated [13]. The prototype main geometry
data are given in Table I.
The machine analytical sizing design approach is based on
the reluctances network model shown in Fig. 3.
The general reluctance expression is
R
x
=
h
x
µ
x
w
x
L
x
.
(1)

---

658
IEEE TRANSACTIONS ON ENERGY CONVERSION, VOL. 22, NO. 3, SEPTEMBER 2007
Fig. 2.
DESM cross section.
TABLE I
DESM G
EOMETRIC
P
ARAMETERS
The subscript
x should be replaced by the abbreviation of
each specific reluctance. In (1),
h is the height/thickness, µ is
the material permeability,
w is the width, and L is the stack
length.
The air gap flux (
Φ
g
) and flux density (
B
g
) are given by
Φ
g
(i) =
F
m
R
g
+ R
iron
(i)
(2)
B
g
(i) =
Φ
g
(i)
τ
p
Lk
iron
(3)
where
τ
p
is the pole pitch,
k
iron
is the stator stack factor, and
the index
i represents iterations number in the algorithm for
computing the saturation factor (Fig. 4).
The MMF computed value is
V
x
(i) = H
x
(i)h
x
(4)
with the magnetic field intensity [13]
H(B) =


k
h1
B
k
h 2
x
+ k
h5
e
(B
x
−k
h 3
)
k h 4
1 + e
(B
x
−k
h 3
)
k h 4
B
k
h 6
x

.
(5)
Fig. 3.
Reluctances network model of the DESM for no load. R
sy
and R
ry
the reluctances of the stator and rotor yoke, respectively. R
st
and R
rt
are
the reluctances of the stator and rotor tooth, respectively. R
g
is the air gap
reluctance. F
m
is the PM magnetomotive force.
Φ
mσ
is the PM leakage flux.
R
mσ
and R
iron
are the PM leakage and iron core reluctance, respectively.
Fig. 4.
Block diagram of the algorithm for computing the saturation factor.
The
k
h1...6
represent the interpolation coefficients for the ma-
terial
B(H) characteristic wave of the material, which approxi-
mates the one given by the producer with an error of as much as
3.195% (Fig. 5). The coefficient values are given in Table II.
The saturation factor is
k
s
(i) =
2V
g
(i) + V
st
(i) + V
sy
(i) + V
rt
(i) + V
ry
(i)
2V
g
(i)
.
(6)

---

FODOREAN et al.: DOUBLE EXCITED SYNCHRONOUS MACHINE FOR DIRECT DRIVE APPLICATION
659
Fig. 5.
Iron core B
(H) characteristics.
TABLE II
I
NTERPOLATION
C
OEFFICIENTS OF THE
M
ATERIAL
C
HARACTERISTICS
The saturation factor is used in the equivalent air gap calcu-
lation, and consequently, in the magnetizing reactances
X
d,q
= X
md,q
/k
s
+ X
σ
(7)
where
X
md,q
represents the magnetization reactances in the
d-
and
q-axis, and X
σ
is the leakage reactance.
The stator phase electromotive force (EMF) is defined by
E
ph
= π
√
2f
s
N
t
k
ws
Φ
g
.
(8)
The
d- and q-axis currents are
I
d
=
V
ph
(X
q
cos δ − R sin δ) − X
q
E
ph
R
2
+ X
d
X
q
(9)
I
q
=
V
ph
(X
d
sin δ + R cos δ) − RE
ph
R
2
+ X
d
X
q
.
(10)
The input electric power is
P
a
= 3V
ph
(I
q
cos δ − I
d
sin δ) .
(11)
The output power and the electromagnetic torque are
P
out
= P
a
−

P
losses
(12)
T
em
=
P
out
Ω
s
.
(13)
The machines efficiency and the power factor are
η =
P
out
P
a
(14)
cos ϕ =
P
a
3V
ph
I
a
,

I
a
=

I
2
d
+ I
2
q

(15)
where
V
ph
is the phase voltage,
δ is the internal angle, R is the
phase resistance,
f
s
is the stator frequency,
N
t
is the number of
turns per phase,
k
ws
is winding factor,
I
a
is stator current, and
Ω
s
is mechanical speed.
TABLE III
M
AIN
E
LECTROMAGNETIC
C
ALCULATED
P
ARAMETERS OF THE
D
ESIGNED
DESM
AT
R
ATED
P
OINT
O
PERATING
C
ONDITIONS
Fig. 6.
Air gap flux density repartition at different excitation current values.
The main electromagnetic parameters computed for the de-
signed DESM, operating in rated conditions, without any addi-
tional excitation current are shown in Table III.
IV. 2-D FEM A
NALYSIS
The 2-D FEM analysis is employed to check the results ob-
tained within the sizing design applied procedure. It also shows
the flux-weakening capability of the designed DESM.
Fig. 6 shows the flux density values at no load when the
excitation coil is fed with the following current values of 0,
12.7, 19.2, and 24 A. The air gap flux density distribution is
given by
B
g
(θ, I
f
) =
Φ
exc
(θ)
τ
p
Lk
iron
,
(Φ
exc
= Φ
mp
± L
exc
I
exc
)
(16)
where
θ ∈ [0, 2π/p] represents the rotor angular coordinate and
Φ
f
is the excitation flux produced by the PM and the current
of the additional field. In (16), the signs
+ or − correspond
respectively to the strengthening and weakening of the flux.
The analytically computed value of the air gap flux density is
0.83 T, while the FEM-computed value is 0.8 T, which means a
3% error and good agreement.
As for the operating conditions under the load, the field lines
and the flux density distribution in the machine active parts are
plotted in Fig. 7. The saturation level is generally maintained

---

660
IEEE TRANSACTIONS ON ENERGY CONVERSION, VOL. 22, NO. 3, SEPTEMBER 2007
Fig. 7
Field lines and the flux density repartition.
Fig. 8.
Electromagnetic torque versus internal angle at different excitation
current values.
even if the rotor slots corner seems to saturate, but this does not
deviate the field lines substantially.
Fig. 8 shows the electromagnetic torque variations in different
rotor positions at rated speed and at 120
◦
supply type (for each
excitation current value a numerical simulation has been made).
The numerical value of the electromagnetic torque, for zero
additionally excitation current is 34.6 Nm, which is in good
agreement with the rated calculated torque (35 Nm).
These simulations show the influence of the field winding and
the flux-weakening capability. The air gap flux density decrease
is apparent also from the electromagnetic torque shape. The
increase in the speed range corresponding to this field decrease
will be presented later in transient simulations.
The dynamic behavior of the designed DESM has been stud-
ied with the Flux2D and Simulink software. Thanks to these
programming packages, the transient operation regime could
be simulated by the 2-D FEM analysis. A classical 120
◦
sup-
ply with square wave currents has been employed; see [16] for
details.
The results obtained during the FEM transient simulation
are shown in Figs. 9–12. The A-phase current (Fig. 9) reaches
Fig. 9.
A-phase current.
Fig. 10.
Electromagnetic torque.
its rated value (9.3 A) at rated load torque (35 Nm); see
Fig. 10.
The speed equation is obtained from the Park-simplified
model
Ω =
V
2
p

(Φ
exc
− L
d
I
d
)
2
+ (L
q
I
q
)
2
(17)
where
L
d,q
are the
d- and q- axis inductances. The speed versus
time variation for several values of the excitation current (0,
6.2, 12.7, 19.2, and 24 A) is shown in Fig. 11. The motor
startup is simulated until the rated steady-state regime is reached
(1500 rpm). At an instant
t (150 ms), the excitation current is
injected into the auxiliary winding such that the air gap field is
weakened, and the speed increases to 2.7 times. This increase
in the speed range is accompanied by the decrease in the iron
losses, because the flux density is reduced not only at the air gap
level, but also in all active parts.

---

FODOREAN et al.: DOUBLE EXCITED SYNCHRONOUS MACHINE FOR DIRECT DRIVE APPLICATION
661
Fig. 11.
Speed curves for different values of the excitation current.
TABLE IV
k
hyst
AND
k
exc
C
OEFFICIENTS FOR THE
P
ROVIDED
M
ATERIAL
A general evaluation of the iron losses is made [17]
P
iron
= k
h
B
2
m
f
s
+ π
2
σd
2
6
(B
m
f
s
)
2
+ k
exc
(B
m
f
s
)
3/2
(18)
where
P
iron
represents the iron losses and
B
m
is the flux density
variation for unit volume. The meaning and the values of the
k
hyst
and
k
exc
coefficients are given in Table IV. The values of
the steel resistivity (
σ) and the lamination sheet thickness (d)
are 25
µΩ·cm and 0.35 mm, respectively.
For the highest possible speed, the iron losses decreased by
three times. To compute this increase in the speed range and
decrease in the iron losses, the lower limit point of the PM flux
density has been taken into account. This limit is imposed by the
manufacturer of the magnetic material and is to be considered
in order to avoid an irreversible demagnetization (this is an
important issue for PM machines).
The auxiliary winding maximum excitation current is 24 A,
which means that the joule losses, for a 1.3-
Ω resistance, amount
to 748 W. If the 545 W of iron losses in the flux- weakening
operating mode are also considered (Fig. 12), the total losses
amount to 1293 W. Thus, the total losses, in comparison with
the increase in the speed range of the classical field-weakening
technique are 530 W lower, which results in a 10% efficiency
improvement.
It should be remarked that the increase in the speed range in
this case is not as significant as it is in the case of buried or
interior permanent magnet (IPM) motors. For IPM machines,
the speed increases to four times, but iron losses increase con-
sistently. Moreover, it is known that surface permanent magnet
motors (SPMMs) have quite large equivalent air gap. In order
to have a sound increase in their speed, the stator
d-axis current
is to be increased very much, which means that the electronic
Fig. 12.
Iron losses versus speed with or without field weakening.
Fig. 13.
Thermal equivalent circuit for no field current.
converter must ensure much larger values for the stator current
than the rated one.
The aforementioned considerations show that the proposed
DESM is a valuable alternative for electric traction applications.
V. T
HERMAL
P
ATTERN IN
S
TEADY
-S
TATE
O
PERATION
The operation for an electrical machine implies—among
other things—heating. Thus, thermal phenomena must be also
taken into account. This kind of study should be made to evaluate
the PM stability and to predict the irreversible demagnetization
or any damage to the insulation of the coils. The motor operation
with load is limited by the highest admitted temperature.
The heating–cooling approach is based on a thermal equiv-
alent circuit. Two operating regions are considered: the one up
to the rated speed and the one with a constant power (field-
weakening) on the torque–speed characteristic [13]. For con-
ciseness reasons, only the first case is presented. The equivalent
thermal circuit includes the thermal resistances and the heat
sources (copper and iron losses); see Fig. 13.
The general expression of the thermal resistance is
R
x
=
h
x
γ
x
S
x
(19)
where
h is the height/thickness of an element, γ is the ma-
terial thermal conductivity of 0.22 W/m
◦
C for the insulation,

---

662
IEEE TRANSACTIONS ON ENERGY CONVERSION, VOL. 22, NO. 3, SEPTEMBER 2007
TABLE V
T
HERMAL
C
HARACTERISTICS OF THE
D
ESIGNED
DESM
68 W/m
◦
C for the radial thermal conductivity of the steel stack,
16.7 W/m
◦
C for the heat transfer to the environment, and
S is
the total surface of an element.
Finally, the heat transfer between the hottest point of the
machine (
θ
max
) and the environment (
θ
env
) is defined by the
following two equations (without excitation current,
∆θ
m1
or
when the auxiliary winding is fed
∆θ
m2
):
∆θ
m1
= (P
Copper
+ P
IronS
) R
teqs
(20)
∆θ
m2
= (P
CopperS
+ P
IronS
) R
teqs
+ (P
CopperR
+ P
brush
+ P
IronR
) R
teqr
.
(21)
As for the numerical values of the computed thermal resis-
tances and the heat transfer (Table V), it can be seen that the
top limit for a safe PM operation (thus, avoiding irreversible
demagnetization) is not exceeded for a good magnetic material.
The common neodymium–iron–boron PM type, as in the case
under study, has its limit above 150
◦
C. Additional terms should
be considered (water cooling for example), if necessary.
VI. DESM P
ROTOTYPE
For a smooth maximal speed, a stabilized rotor is necessary,
and the PMs must be well strengthened to the rotor pole. There
is an important risk of detachment of the PMs since they are
bonded on the rotor pole on small pieces (for a big opening an-
gle, the provider cannot manufacture a PM arc pole). Therefore,
to avoid the mechanical friction between fixed and moving parts,
the rotor surface PMs are covered by a thin strengthening cylin-
der (usually of the order of micrometers). This fixing-protecting
cylinder has been built with a nonmagnetic material, based on
glass fibers. The cylinder diameter has to be “a little bit” smaller
than the outer rotor diameter, which also comprises the magnets’
height.
The rotor prototype is shown in Fig. 14.
For the protecting cylinder diameter expression, the centrifu-
gal force equation applied on the PMs is [18]
F
cm
= m
m
ω
2
m
R
m
.
(22)
The pressure at the strengthening cylinder is
σ
cm
=
F
cm
R
m
A
r
h
c
.
(23)
Fig. 14
DESM rotor.
Fig. 15.
Test bench.
Thus, the cylinder diameter becomes
D
c
=
2R
m
σ
cm
F
e
(24)
where
m
m
is the PM weight,
ω
m
is the mechanical pulsation,
R
m
is the rotor radius including the height of the PM,
A
r
is the
rotor surface, which comes in contact with the cylinder,
h
c
is the
cylinder thickness, and
F
e
is the value of the force (pressure)
practiced on the rotor mobile part (140 GPa).
This means that the strengthening cylinder must be manufac-
tured with a diameter smaller than or equal to
D
c
, in order to
efficiently preserve the PMs on the rotor surface.
The test bench that also employs a dc machine is shown in
Fig. 15.
The dependence between the EMF and the angular speed is
E = k
E
ΩΦ
(25)
where
k
E
is the EMF constant (
k
E
= f (p, N
t
)), Ω is the angu-
lar speed, and
Φ is the flux linkage. The EMF and the angular
speed are directly proportional. The speed can, therefore, be
increased while the flux linkage is decreased. Thus, in order
to evaluate the real increase in the speed range of the studied
DESM, the generating mode is to be studied at first. The syn-
chronous generator is accelerated up to the desired speed. The
EMF in the stator windings is measured for several excitation
current values. Numerical and experimental results of the DESM

---

FODOREAN et al.: DOUBLE EXCITED SYNCHRONOUS MACHINE FOR DIRECT DRIVE APPLICATION
663
Fig. 16.
FEM and test comparison of the back-EMF for different values of the
excitation current in flux-weakening mode.
Fig. 17.
FEM and test comparison of the back-EMF for different values of the
excitation current in flux-strengthening mode.
prototype are compared for the flux-weakening or flux- strength-
ening operating modes. For the flux-weakening region (Fig. 16),
the error between the numerical and measured results is at most
6.7%. To this EMF diminution, it corresponds an increase in the
speed range by a factor of 2.8, obtained on the experimental test
bench. Moreover, the comparison of the flux-strengthening per-
formances (Fig. 17) shows a good agreement between the FEM
and experimental results, with the maximum error of 5.2%; here,
the iron saturation can be observed very clearly.
For the motoring mode, the classical strategy has been
adopted in order to test the machine behavior. The DESM is
taken up to the synchronous speed and when the coupling con-
ditions with the electrical network are fulfilled, it can operate in
motoring mode.
The DESM test results are summarized in Fig. 18, which
shows the motor performances up to the rated point, operating
due to load variations. The torque, the electrical power, the
Fig. 18.
DESM performances in motor regime.
TABLE VI
DESM P
ERFORMANCES
C
OMPARISON
power factor, and the efficiency values are plotted against the
output power. These measurements validate the analytical and
the FEM analysis. The comparison between the analytically
computed values, the numerically computed results, and the
experimentally measured performances are given in Table VI.
The fourth column of Table VI gives the errors between the
flux densities (in different active parts), the phase or auxiliary
coil resistances and inductances, the power factor, and the effi-
ciency of the proposed DESM. The leakage inductances error
is usually important for every prototype, because the coils are
built manually, which cannot be exactly evaluated mathemati-
cally. Apart from this, an acceptable agreement of the obtained
performances has been found.

---

664
IEEE TRANSACTIONS ON ENERGY CONVERSION, VOL. 22, NO. 3, SEPTEMBER 2007
TABLE VII
C
OMPARISON OF THE
D
OUBLE
E
XCITED
M
ACHINES
V
ARIANTS
On the basis of the tests made on the DESM prototype, the
following remark can be made. The auxiliary winding supply
can be added to the PM flux linkage, which justifies a possible
decrease in the volume of the PMs.
To conclude, the characteristics that make the proposed solu-
tion an interesting alternative for the other DESM, described in
the literature, are briefly given in Table VII.
Here, one can notice the advantages and the drawbacks of
this solution in comparison with the topologies presented in
Section II (their acronyms were used).
It can be claimed that the proposed DESM with its simplicity
(which involves low costs in its construction and the possibility
to use a common electronic converter), field-weakening capabil-
ity in safe conditions (regarding the PMs demagnetization risk),
and reduced iron losses in a wide speed range can be considered
as an important alternative for electric traction applications.
VII. C
ONCLUSION
This paper presents the analytical, numerical, and experi-
mental results obtained with a DESM prototype designed and
constructed for direct drive applications. The surface-mounted
PM machines have quite a large equivalent air gap. In order
to increase the synchronous speed of the stator,
d-axis current
has to be increased very much, which means that the electronic
converter must ensure much larger values for the stator current
than the rated ones. Therefore, it is clear that a suitable way
for widening the motor speed range, in such a case, is given
only by the double excitation variant. The motor cost would be
increased, but the speed range is much larger with a good effi-
ciency. For surface PM machines, the increase in the speed range
obtained by controlling the
d-axis stator current is below 2:1.
The analytical model employed is based on the magnetic
equivalent circuits, and the 2-D FEM analysis has been carried
out. Numerical simulations in the steady state and in the tran-
sients have been made for assessing the analytical design. More-
over, the thermal problem has been solved in steady-state regime
to check the PM irreversible demagnetization limit. Since
the obtained performances were satisfactory, the DESM pro-
totype has been built. After a short discussion, concerning the
way the PMs were fixed on the rotor core, the experimental test
on the machine have been given. The performance comparison
validates this approach. Increase in the speed range by a fac-
tor of 2.8 has been obtained within the safety demagnetization
limits of the PMs.
The presence of the ring brushes system is the main draw-
back of this type of DESM. On the other hand, an important
advantage is represented by the diminution of the total losses in
a wide speed operation range (up to 10%), because of the flux
density decrease in all the active parts, while keeping a very
good efficiency value. Thus, the designed DESM is an interest-
ing alternative for the electrical vehicle propulsion applications,
and further improvements should follow.
R
EFERENCES
[1] W. L. Soong, D. A. Staton, and T. J. E. Miller, “Design of a new axially
laminated interior permanent magnet motor,” IEEE Trans. Ind. Appl.,
vol. 31, no. 2, pp. 358–367, Mar./Apr. 1995.
[2] D. M. Ionel, J. F. Eastham, T. J. E. Miller, and E. Demeter, “Design con-
sideration for permanent magnet synchronous motors for flux weakening
applications,” Inst. Electr. Eng. Proc. Electr. Power Appl., vol. 145, no. 5,
pp. 435–440, Sep. 1998.
[3] E. C. F. Lovelace, T. J. Jahns, and J. H. Lang, “A saturation lumped-
parameter model for an interior PM synchronous machine,” IEEE Trans.