X(t) – цифровые

^Xi ¹
d_k(t) ₁
-1
0 1 ^{0 1 1}
0 ^{0 0
1} 1 1
t

I(t)
3
1
-1 ^t
-3
Q(t)
3
1
-1 ^t
-3
S_QAM(t) 4
1
-1 ^t
-4
X(t) – цифровые сообщения
dk(t) – сигнал на выходе ЛК
I(t) – модулирующий сигнал в синфазном канале
Q(t) – модулирующий сигнал в квадратурном канале
SQAM(t) – полученный на выходе сумматора QAM сигнал

ВРЕМЕННАЯ ДИАГРАММА BPSK СИГНАЛА

_Xi 0 1 1
b(t)
1

-1 _-1

T_b


^SBPSK ^t
0 0 ^{1 0}






1

1

1

-1 _t

t

Основная особенность BPSK сигнала состоит в том, что его текущая фаза имеет разрывы в моменты изменения полярности модулирующего сигнала.
Эти «скачки» фазы на 180º являются основной причиной того, что спектральная плотность мощности BPSK сигнала в радиоканале оказывается существенно отличной от нуля в недопустимо широкой полосе частот и по форме совпадает со спектром модулирующего прямоугольного сигнала. Таким образом, в отношении расходования частотного ресурса BPSK сигнал является чрезвычайно неэффективным. По этой причине BPSK сигнал не применяется в цифровой мобильной связи.
Вместо него в цифровой мобильной связи используется более спектрально эффективный метод модуляции QPSK (квадратурно-фазовая модуляция), который в 2 раза экономнее BPSK в отношении использования частотного ресурса.
ПРИНЦИП ФОРМИРОВАНИЯ QPSK СИГНАЛА


^b1^b2^b3^b4^b5^b6^b7^b8^b9^b10^b11^b12^b13^b14^b15^b16^…..


b₁b₃b₅b₇b₉b₁₁b₁₃b₁₅…b_2i-1…- I - последовательность b₂b₄b₆b₈b₁₀b₁₂b₁₄b₁₆…b_2i…- Q - последовательность
b_2i-1b_2i- комплексный бит (дибит)

{1 1}, {1 -1}, {-1 1}, {-1-1}

φ_{1 φ2} φ₃ φ₄
МАТЕМАТИЧЕСКОЕ ВЫРАЖЕНИЕ, СИГНАЛЬНОЕ СОЗВЕЗДИЕ И ДИАГРАММА ФАЗОВЫХ ПЕРЕХОДОВ QPSK СИГНАЛА

SQPSK(t) 
cos(2f₀t
 )
  arctgQ / I 

+135^о
(-1, +1)
Мнимая часть (Q)


+45^о (+1, +1)


+135^о
(-1, +1)
Q
+45^о (+1, +1)

-135^о
(-1,-1)
_А Действительная часть (I)
-45^о
(+1, -1)


-135^о
I
-45^о

(-1, -1) (+1, -1)


QPSK СИГНАЛ С ЗНАЧЕНИЯМИ ФАЗ -0⁰, 90⁰, 180⁰ и 270⁰

SQPSK

20. 
    
    

cos(2f₀t  ₄
 )
  arctgQ / I 

Фаза сигнала	bI	bQ	Входной дибит
0°	+1	+1	00
90°	+1	-1	01
180°	-1	-1	11
270°	-1	+1	10

φ=90⁰ 01

11
φ=180⁰
φ=270⁰
10
00
φ=0⁰

СТРУКТУРНАЯ СХЕМА QPSK МОДУЛЯТОРА




ВРЕМЕННАЯ ДИАГРАММА ФОРМИРОВАНИЯ QPSK СИГНАЛА

x_i 0 1 1
b_i
0 0 ¹

^bI-канал
+1

-1

^bQ-канал
+1

-1

^SQPSK ^{t }

Частотная модуляция минимального фазового сдвига MSK
Скачки фазы обусловливают достаточно медленный спад лепестков спектральной плотности за пределами основного лепестка. Это приводит к тому, что значительная увеличивается ширина спектра сигнала и значительная часть мощности передатчика расходуется на внеполосные излучения, т.е. на создание непреднамеренных помех для других средств радиосвязи.
Для ослабления уровня внеполосных излучений следует перейти к методам модуляции без разрыва фазы, оставаясь в то же время в рамках систем с угловой модуляцией. Альтернативой фазовой модуляции является частотная манипуляция без разрыва фазы (continuous phase frequency shift keying).
Как уже отмечалось, частотно-манипулированный сигнал можно рассматривать как радиосигнал, частота которого может принимать два значения:
f₁ = f₀ + Δf_д и f₂ = f₀ − Δf_д
В системах с ЧМ-2 можно использовать два ортогональных сигнала. Однако не любые два колебания с отличающимися частотами являются ортогональными.
Два радиоимпульса с частотами несущих колебаний f₁ и f₂ и длительностью T_b ортогональны в том случае, когда выполняется условие:

z

Ортогональность возможно при




или
Минимальное расстояние между частотами (частотный сдвиг) для ортогонализации сигналов получаем при n = 1. В этом случае разность частот:


а девиация частоты
Метод частотной манипуляции, для которого расстояние между частотами минимальное, называется манипуляцией с минимальным сдвигом (ММС) или MSK (Minimum Shift Keying). Таким образом, ММС представляет собой некоторый специальный вариант двоичной ЧМ, при котором индекс модуляции m_ЧМ = 0,5.
Сигнал с MSK может быть сформирован с помощью квадратурной схемы.

Прямоугольные модулирующие импульсы длительностью 2Tb заменяются полуволновыми отрезками синусоиды или косинусоиды. Входная последовательность импульсов здесь разделяется на два потока из четных и нечетных импульсов.

Таким образом, сигнал MSK можно представить в следующем виде:

Здесь на интервале дли-
тельностью 2 имеют форму полуволны и сглаживают
пртельностью 2Тъ имеют форму полуволны и сглаживают прямоугольные импульсы в квадратурных ветвях. Как и в случае OQPSK, синфазный и квадратурный компоненты сдвинуты относительно друг друга на Іь секунд. Форму записи иногда называют MSK с предварительным кодированием
(precoded MSK).

Изменение знаков и (t) определяется сменой полярности импульсов в квадратурных каналах. Табл поясняет, каким образом значения частот и связаны с полярностью модулирующих импульсов.

На первом графике (рис.а) представлен пример входного цифро-вого потока. На втором и третьем графиках приведены нечетные и четные биты входного потока, причем длительность их увеличена вдвое.
Отметим также переход от RZ к NRZ. В результате для каждого бито-вого интервала длительностью Ть расположенные одно над другим значения и дают ту пару бит, которая является основной для выбора частоты или (табл). Следующие графики (рис. г и рис. д ) демонстри-руют форму модулирующих сигналов в квадратурных каналах, которая оп-ределяется функциями И . Обратим внимание на то, что фазы этих сигналов изменяются скачкообразно на 180° в моменты изменения полярности прямоугольных импульсов в подканалах. Отмеченные на полу-волнах знаки соответствуют полярности импульсов в подканалах. На рис. е показан закон изменения фазы высокочастотного колебания на выходе передатчика в том случае, когда входная информационная последователь-ность имеет вид. показанный на рис. а. Отметим, что на любом интерва-
ле длительностью Ть фаза меняется по линейному закону

В заключение можно отметить следующие основные свойства частотной модуляции с минимальным сдвигом.

1. 
   Индекс модуляции MSK сигнал равен m_ЧМ = 0,5.
   
2. 
   Набег фазы на интервале одного бита составляет Δφ =
   

±π/2.

3. 
   Изменение мгновенной фазы радиосигнала во времени представляет собой линейно-ломаную функцию без разрывов.
   
4. 
   MSK сигнал имеет постоянную огибающую, что позволяет использовать нелинейные энергетически эффективные режимы усиления.
   
5. 
   В приемнике можно использовать как когерентные, так и некогерентные методы демодуляции.